偏置电路设计大全11篇

偏置电路设计篇（1）

1控制偏角θ的原因

设线路绝缘子串的长度为λ, 出线对架构横梁垂直线的偏角为θ。则带电导线对构架横梁的相地距离在不考虑风偏等因素的情况下为λ*cosθ，随着θ的增大，此值变小，当θ大到一定程度，此值就会小于安全距离。

2偏角θ超过了要求限值的几种情况介绍

2.1不少变电站已运行了几十年，变电站原有架构一般采用环形水泥电线杆和三角形桁架梁作为承重受力架构，由于超期服役、材料老化和线路升级（荷载加大）等原因，目前部分变电站架构已经出现较为明显的变形和电杆倾斜，危及电网设备的安全运行。淮安220kV淮阴变存在上述情况，于2010年进行了构支架改造工程可行性研究。淮阴变原220kV采用双母线带旁路接线方式，配电装置采用户外半高型布置方式，改造后取消旁母，配电装置改为支持管母双列、单向出线中型布置，均为架空出线方式。配电装置间隔宽度由14m调至13m，220kV配电装置场地增加了环形道路，间隔位置出现了平移，与线路终端塔位置发生了偏移。

2.2淮安地区110kV户外变电站普遍采用江苏电网输变电工程标准化设计110-A-1方案。一般一期110kV架空进线2回，分别开入110kVI、II段母线，两回进线在变电站构架处中心距为26.7m，如果线路终端塔位置距离变电站构架不足够远，偏角θ就会超过要求的数值。如图示为淮安110kV黄集变间隔和线路终端塔位置示意图，线路采用同塔双回架设，终端塔距离变电站构架为21m。用制图法测得1#进线A相偏角为35.63o，B相偏角为31.36o，C相偏角为26.43 o。2#进线偏角也已超出了要求值。

3偏角θ的校验及解决措施

3.1 偏角θ的校验实际就是相地距离的确定。

（1）进出线引下线与架构支柱间的相地距离校验按三种情况求出D1值，此三种情况分别为①大气过电压、风偏条件；②内部过电压、风偏条件；③最大工作电压、短路摇摆、风偏条件。

计算公式D1≥OC+fYsinα”+A”+d/2*cosα”＋r＋b/2（式中参数见前图示）。

其中A”为上述三种状态下带电部位至接地之间的最小电气距离；fY为引下线的弧垂；α”为风偏摇摆角；d为导线分裂间距；r为导线半径；b为架构立柱直径（单位cm，下同）。

（2）当采用跳线时，边相跳线与架构支柱间的相地校验按下式校验计算：D1≥x1+ A1+d/2*cosα1＋r＋b/2（x1为跳线的风偏水平位移，α1为跳线的风偏摇摆角）。

黄集变进线采用跳线方式，经计算，图示1#出线C相跳线与架构支柱间的相地距离D1≥约180cm。

（3）阻波器风偏要求的相地距离按下式计算：D1≥X1+X2+A1＋b/2（X1为阻波器的风偏水平位移，X1为悬挂阻波器的绝缘子串的风偏水平位移）。

（4）架构上人与带电体保持B1值（带电作业时带电部分至接地部分之间的最小电气距离）所要求的相地距离按下式计算：D1≥B1+41.3/2+d/2*cosα＋r＋s（s为带电体在架构上人时的风偏水平位移，α1为带电体的风偏摇摆角）。

（5）相地距离的推荐值。根据以上引下线及跳线在各种状态下的风偏摇摆，阻波器的风偏摇摆，架构上人与带电体保持B1值等所要求的相地距离，取其中的最大值作为进出线相地距离的推荐值。

3.2 类似构支架改造工程可以采取调整间隔距离和宽度来对线路终端塔位置，使偏角θ满足要求。在淮阴变构支架改造工程中，为了缩小间隔位移，使变电间隔尽量对原有线路终端塔位置，除了采取整体平移、灵活布置母联、母设间隔位置外，另外在间隔中间还增加了3m宽的巡视小道。加上线路终端塔位置距离变电所较远，经现场勘察并校验偏角θ均能满足要求。

3.3 对于采用江苏电网输变电工程标准化设计110-A-1方案的110kV户外变电站，在不影响红线的前提下，可以采用倒推的方法确定线路终端塔位置。在双回进线间隔距离为26.7m的情况下，线路终端塔至少离变电站构架多远，才能够避开偏角θ过大的可能性。经计算并校验，此距离约为42m。

对于如黄集变的偏角θ已超过范围的情形，可以采取调整线路挂线位置和增加跳线的措施。在以后类似此种变电站方案（单母分段，四回进线），一期线路终端塔设计中建议上两基，一方面确保了安全可靠，又便于后期扩建。

3.4 另外，在设计中还应注意，为满足出线架构侧向受力条件，220kV和110kV出线偏角平均值（正反向）不应大于10 o。如果出线零挡采用同塔双回路，则终端塔宜设在两出线间隔的垂直平分线上。

偏置电路设计篇（2）

1 交流耦合放大器的偏置电流处理

交流放大器往往采用阻容耦合的形式来隔离输入信号的直流分量，这种方法在设计高增益放大器时更为常见，阻容耦合交流放大器如图1所示。如果在输入端接入隔直电容而不提供直流偏置通路就容易出现问题。

然而，输入信号的直流分量会对电容充电，使其端电压超过共模电压或输出电压的极限。根据输入电流的极性会使电容器两端的电压上升到电源电压（正电压值或负电压值），同时放大器的闭环DC增益也会放大偏置电压。这个充电过程可能需要很长的时间来完成，而一般设备又很难检测到。

解决这个问题的办法可以考虑在原电路的基础上为输入端增加一直流偏置电路。图1虚线框中R1的作用就是为输入偏置电流提供一个对地回路。为了使输入偏置电流造成的失调电压最小，为使其两个输入端的偏置电流相等，R1的取值通常为R2、R2并联等效值。然而，Rl总会将电源的早上引入到电路中，在考虑到输入阻抗和耦合电容尺寸时，R1典型的取值通常在100KΩ-1MΩ之间。

2 仪表用放大器的偏置电流处理

如图2所示为使用两只电容进行AC耦合的仪表放大器中，没有提供输入偏置电流的返回路径，这个问题在单电源或双电源供电的仪表放大器电路中都常见。这类问题也会出现在变压器耦合放大器电路中，如果变压器次级电路中没有提供DC对地回路，该问题就会出现。

仪表放大器偏置回路的简单解决办法是在输入端（同相端和反相端）与地之间都接一个高阻值电阻（RA、RB），图2中虚线部分，这种简单使用的方法比较适合双电源仪表用放大器。在采用单电源供电的放大器中，两个参考端也可接一个偏置电压，通常偏置电压取电源电压的1/2。

3 仪表放大器参考电压的处理

为了简便，在设计电路时都采用简单的方法为放大器和ADC提供参考电压，但这样会产生误差，甚至影响电路的工作。

设计电路时，仪表放大器的参考电压输入端都假设为高阻抗，所以总想在参考电压端接入一个高阻抗源，如图3所示中采用的电阻分压器，这样在某些类型仪表放大器的使用中会产生严重的误差。

仪表放大器的参考电压输入端直接与一个简单的分压器相连，这会改变减法器的对称性和分压器的分压比，还会降低仪表放大器的共模抑制比及其增益精度。然而，如果接入R4，则该电阻的等效电阻会变小，减小的电阻值等于从分压器的两个并联支路看进去的等效电阻值50k，该电路表现为一个大小为电源电压一般的低阻抗电压源被加在原值R4上，减法器电路的精度保持不变。

仪表放大器采用一个IC实现的话，这种方法就不在适用，同时还要考虑分压电阻的温度系数应与R4和减法器中的电阻保持一致，参考电压不可调。另外，如果采取减小分压电阻阻值的方法使电阻的大小变换忽略会增大电源和电路的功耗。

在分压器和仪表放大器参考电压输入端之间增设一个低功耗运算放大器组成的缓冲器可以解决这个问题。因为这样可以消除阻抗匹配和温度系数匹配的问题，调节参考电压也更方便。为了保证PSR性能，在设计放大器时就容易忽略电源噪声、瞬变或漂移通过参考端分压比经过衰减后直接送到输入端，可以采用旁路甚至精密参考电压产生电路来替代电阻分压器。

如图4所示电路，在分压器的输出端增加一个大容量电容器来滤除电源电压的变化所带来的影响，同时也保证了PSR性能。滤波器的-3dB极点由电阻R1/R2并联和电容C1决定，-3dB极点应该设置在最低有用频率的1/10处。图中的CF能够提供大约0.03Hz的-3dB极点频率，接在R3两端的0.01uF电容可使电阻的噪声最小，该滤波器充电时间大约为10～15s。

[参考文献]

偏置电路设计篇（3）

Abstract：In a typical yaw control system based on single chip computer language design, the yaw controller is responsible for yaw control system operation and control, this paper introduces the doubly-fed wind power generation units in the domestic application of the most based on PLC control yaw control system, studies its system characteristics and calculation principle and control principle, and the system selects the yaw controller in the practical application of angle adjustment difficulties and zero cross detection in the presence of software defect presents new angle adjustment method and a new zero cross detection control logic.

Keywords: Double-fed Induction Generator; yaw system; yaw controller system; Optimization

中图分类号：[C94]文献标识码：A 文章编号：2095-2104（2012）

0引言

在我国，兆瓦级风力发电机组在风能的开发中得到了大规模发展和应用。偏航控制系统作为兆瓦级风力发电机组控制系统的重要组成部分，用主动对风的控制功能实现着风力发电机组对风能捕获的追踪，使风轮始终保持在迎风状态，从而高效地利用风能，风能的高效利用也进一步降低了风力发电的成本。本文深入研究风电行业中主流的、应用于双馈异步风力发电机组主控系统中基于PLC控制的偏航控制系统（注：偏航控制系统为偏航系统的电控部分，偏航系统的组成为：偏航控制系统+偏航制动系统，其中偏航制动系统在风电行业中只有两种制动方式：摩擦式制动和液压式制动，本文研究的是偏航控制系统的改进优化），研究其偏航控制系统的设计特点、硬件计算原理和软件控制策略，旨在针对在实际运用存在的缺陷提出优化改进方案。

1关于偏航系统的控制原理

风电行业中，风力发电机组的偏航控制系统经历了从典型的偏航控制系统（单片机控制）向基于PLC控制的偏航系统的演变。

1.1 典型的偏航控制系统（单片机控制）

图1 典型的偏航控制系统

典型的兆瓦级偏航控制系统如图1所示，采用单片机控制的独立偏航控制器，工作原理为：气象 传感器采集风向信号传递到偏航电机控制回路的处理器中，比较计算出偏航方向和偏航角度，并执行偏航达到对风目的，实现风力发电机组的追风功能。当对风执行完成后，风向传感器失去电信号，偏航驱动停止工作，则偏航过程结束。

1.2 基于PLC控制的偏航系统

图2 基于PLC控制的偏航控制系统

如图2所示为基于PLC控制的偏航控制系统，与典型的偏航控制系统不同的是此系统的偏航控制器是一个集成编码器的角度限位开关，它的作用的是用于机舱位置的测量和解缆控制，基于PLC控制的偏航控制系统的工作原理为：风速风向仪采集风向信号，偏航控制器检测机舱位置，PLC计算风向与机舱位置的偏差，判断后决定偏航方向和偏航角度，最终达到对风目的。

偏航控制系统的演变使得后者（基于PLC控制）的偏航控制系统作为其主控系统的一个子系统，迎风控制更为精准，且后者的偏航控制器仅仅用于机舱位置的测量和解缆控制，同时在故障风险上降低了集成于主控控制带来的不稳定度，客观上提高了风力发电机组的整体可靠性，成为如今风电行业中偏航控制的主流应用。

2偏航控制系统的硬件结构分析

图3 基于PLC控制的偏航控制系统硬件设备

主流的、应用于双馈异步风力发电机组主控系统中基于PLC控制的偏航控制系统硬件结构如图3所示，其硬件组成为：高可靠性工控PLC，风速风向仪（超声波或机械式），用于机舱位置测量和解缆控制偏航控制器，变频器和偏航电机（注：刹车制动器为制动系统，除外）。

2.1 测风系统（风速风向仪）

主流偏航控制系统中一般采用双风速风向仪的冗余控制设计，在风力发电机组的尾翼左右侧分别安装一个风速风向仪（超声波或机械式），双风速风向仪设计在风速风向测量上互为冗余，互为校订，测量结果更为准确，可靠性更高，此外，互为备用，即当其中一个风速风向仪出现故障时，PLC可选择进入一个风速风向仪模式。

2.2 偏航角度限位开关

偏航控制系统硬件设备中，用于机舱位置测量和解缆控制的是偏航控制器，其中用于测量机舱位置的编码器为增量式编码器，由于增量式编码器无法掉电保存的特点，所以机舱位置的记录需要采用单独的寄存器进行保存。偏航控制器的解缆控制采用凸轮控制，由于凸轮与偏航齿圈存在转速比，因此风力发电机组在进行解缆控制时存在凸轮角度设定的计算。

偏航控制器中，偏航角度的限位开关由一个凸轮和一个开关组成，如图4，通过计算出凸轮的设定角度，实现当风机旋转到极限角度时，凸轮触发开关，断开电信号，PLC检测到失去电信号，进行偏航自动解缆。

图4 偏航角度限位开关的基本原理

偏航控制系统实现着风力发电机组的对风功能，同时也维护者偏航过程中的安全保护（其中扭缆出发纤维开关为最高安全链断开保护的环节之一）。因此，偏航控制器选用了四组凸轮开关组合，分别用于左极限报警、右极限报警、极限报警失效保护及过零标志位4个重要信号的硬件保护环节。

2.2.1 偏航角度限位开关角度计算

偏航控制过程中，关于偏航凸轮角度的计算（结合风力发电机组中偏航齿圈的传动）：

图5 偏航系统齿轮传动原理

如图5为风力发电机组中偏航系统的齿轮传动，偏航控制器通过自身的啮合齿圈（如图中标出）啮合在偏航齿圈上，其内部的齿轮传动将转速传递到凸轮，则偏航凸轮角度与偏航齿圈的角度关系为:

公式1 凸轮角度与偏航角度的计算关系

以上，偏航控制器中，凸轮式角度限位开关通过其凸轮角度匹配着偏航角度实现着风力发电机组的解缆保护。

所有偏航控制器式的风力发电机组中，皆可根据公式1及该款风力发电机组的偏航部件参数，实现其该偏航系统的极限告警角度下限位开关凸轮的安全保护。

如某风场中某公司2MW的WT2000风力发电机组中，用于北方型的扭缆保护参数如下：

电缆极限扭曲角度：900°

推荐保护极限720°

某WT2000型风力发电机组的偏航传动中相关参数为：

偏航齿圈：164

偏航控制器齿圈：10

二者之间传动比为：1:16.4

其风力发电机组偏航系统的偏航控制器中，偏航角度限位开关齿圈与旋转凸轮的传动比为：1:92

以推荐保护极限720°计算，可算出左右报警极限凸轮的最小设定角度为：

则以此计算角度可进行左右报警极限凸轮角度的设定。如下图6所示，只要保证凸轮位置到触点大于128.34°就可以保证在风力发电机组的机舱位置位于720°时触发极限报警，从而实现风力发电机组的自动解缆功能。

图6 左右极限凸轮调节示意图

同样，极限报警失效保护开关的也采用相同的方法计算后设定。

2.2.2 偏航角度限位开关角度的零位校定

偏航控制器中偏航角度限位开关的另一个特点是过零标志位凸轮。它是机舱位置零位硬件的标志位，由于机舱位置的检测采用增量式编码器，因此软件在计算过程中会出现累积误差，为了消除累积误差，每当过零标志位凸轮所对应的开关输出变化的电信号时，主控软件可对偏航计数器进行一次清零，重新将机舱的位置设定为0°。

图7过零位标志凸轮

风力发电机组偏航的过程中，如图7所示，过零标志位凸轮的弧度为180°，以开关的触点为分界，PLC以此分界来判断风力发电机组机舱位置的左右方向，通常将凸轮触发，失去电信号的时区指示机舱位置位于左边，反之当凸轮松复位，恢复电信号的时区只是机舱位置位于右边。

3偏航系统的控制流程和控制策略分析

3.1 偏航系统控制主流程

基于PLC控制的偏航控制系统，扩展性高，作为主控系统中的子系统，便于控制和判断，减少软件复杂程度。

图8偏航控制系统主流程图

图8为风力发电机组的偏航控制系统主流程图，分为服务模式和自动模式（匹配于风力发电机组的自动控制和手动控制），服务模式用于人工工作偏航，自动偏航实现风机的自主主动对风。自动模式下，偏航控制器提供机舱位置电信号和解缆信号给PLC，由PLC进行判断和决定是否需要进行自

动偏航。

3.2 偏航控制系统方向信号采集及位置计算

图9 风向补偿

如图9中，可将风速风向仪采集的风向信号进行转速和风速补偿，采用了双风速风向仪的冗余设计，其策略是将两个风速风向仪数据先进行均值函数计算，如图10。

图10 双风速风向仪平均风向求法

其后，PLC将经过处理后的风向信号与PLC从偏航控制器获得的机舱角度，进行机舱偏航需求位置计算，计算出偏航系统启动偏航后的目标位置标志位。通过目标标志位置值与风向的角度比较计算出机舱位置偏差，由此来作为自动偏航的启动控制基础，其控制流程如图11（偏航系统不直接以风向与机舱位置偏差直接作为偏航参考值，是基于实际风况中风向不稳定的因素）。

图11 机舱位置信号处理

3.1 偏航控制系统的自动对风

自动模式下，PLC根据计算出机舱位置偏差，进行满足自动偏航条件的判断后进入到自动偏航状态。控制过程为：1）PLC完成偏航方向判断后启动偏航；2）偏航过程中，PLC根据机舱位置需求计算完成偏航所需时间，同时通过偏航控制器编码器、过零位标志凸轮检查机舱选择方向是否正确及位置是否超限，直致完成对风；3）退出偏航模式。自动偏航控制流程如下图12。

图12 自动偏航流程

3.1 偏航控制系统的扭缆保护

当风力发电机组的机舱偏航超限时，偏航控制器可实现自动返回以保护电缆不被过扭至损坏。偏航解缆控制的过程分为：左偏航解缆、右偏航解缆和报警失效保护。报警失效保护是指在自动解缆过程中偏航控制器检测到相应极限报警电信号失去时，偏航控制器首先屏蔽自动偏航，并将风向信息封锁，然后进行反方向解缆，此过程中，偏航控制器检测过零标志位凸轮，通过检测零标志位电信号产生的变化来确认机舱回到顺缆位置而完成自动解缆。

图13为偏航解缆的控制流程图。

图13 偏航解缆控制流程

此外，当失去极限报警失效保护开关的电信号，偏航控制器将默认为故障并反馈信号至风电发电机组主控PLC，风力发电机组将停机。

4偏航控制系统的改进与优化

由以上分析，此偏航控制系统在硬件上和软件存在一定缺陷。

4.1 硬件缺陷分析及改进

1） 此偏航系统的偏航控制器用于解缆控制（左右极限凸轮）的角度限位开关采用凸轮设计，且凸轮需要进行准确的调整至合理位置，角度调小，会造成偏航系统小角度解缆，解缆频繁，角度调大，则失去了解缆保护的功能；

2）传统的调整设定方法在偏航控制器安装之前，通过旋转偏航控制器的齿圈，使之带动凸轮，旋转一定圈数后，使凸轮达到调整位置，这种方法因为旋转圈数多，速度慢；

3）如若将此凸轮的调整采用经验调整法，即通过原理图，根据经验进行调整，这种方法调整虽然快，但不精准。实际应用中，张北某风场采用经验调整法，现场出现20余台该机型风机因为偏航控制器凸轮角度调整过小，造成风机400°左右就进入自动解缆。一次解缆时间为15-20分钟，长时期如此，减少了风力发电机组的可利用率和发电时间。

针对此现象，本文通过研究其偏航控制器的工作原理和计算原理，提出一种新的简单有效地对半调整法。

图14 偏航凸轮对半调整方法

原理如图14，开关的位置固定不变，偏航控制器的凸轮的弧度为60°，以此开关为界线，将凸轮旋转至开关对面，平均分割，再经过利用凸轮对半两次调整，使凸轮位置到达135°，反向求证135°所对应的机舱位置：

经过计算，如此调整解缆控制凸轮快速精确，既能保证最大限度的利用电缆的扭曲度，减少风机的解缆频率，调整方式简单高效。

本风机在采用此调整方法后，在调整速度与准确度上都得到了大幅度提高。同样，所有主流的、采用偏航控制器式的风力发电机组可通过此计算方法进行偏航控制系统的设定调整。

4.2 软件缺陷分析及优化

图15 零位设置流程图

如前面所述，偏航系统中为了弥补增量式编码器累加的计数误差，软件中设计了触发偏航控制器的过零位标志凸轮来重新校对机舱位置的方法，如图15，但此设计是存在缺陷：

PLC检测的是开关信号（即在运行过程中，偏航系统实际没有启动），但由于接线松动、线路短路、掉电等原因造成该反馈回路电信号丢失，而如果在故障发生前，PLC检测到该回路有电信号（凸轮松开触点，产生电信号这个区间认为风机机舱位置处于右边），当故障出现后，PLC将会将机舱位置重新设置为0°，造成了正确机舱位置的丢失。

针对此现象，本文提出改进此控制逻辑，增加对该回路的反馈供电线路的反馈，并增加判断条件。如图16，通过增加对该回路供电线路的检测，只有供电回路反馈始终有电信号的情况下，PLC才会对零位进行重新设定。

图16 优化零位设置后的流程图

5结论

基于PLC控制、采用偏航控制器的偏航控制系统的风力发电机组数量有数千台。研究其偏航系统的硬件设计、计算原理，软件控制，对于同样采用此偏航控制系统的风力发电机组，改进其性能提高其对风能的利用，以及对整个风场工程风能利用率提高的工程价值，有着很大的意义。此外，对于偏航系统的自主设计有具有借鉴意义（目前，我国的主控系统（包括偏航）多为国外设计）。

参考文献:

[1] 张嘉英,等. 风力发电机组偏航控制系统[J]. Ordnance Indust ry Automat ion Nov.2009.28(11)：54-55

[2] 钞靖,王小椿,姜虹.基于FPGA的光电编码器四倍频电路设计[J].仪表技术.2007.6：17-21

[3] 廖明夫.风力发电技术[M].西安.西北工业大学出版社，2009.3.

[4] 高文元,等. MW级风力发电机组的偏航系统控制策略[J]. 科学技术与工程2010.10(2)：415-418

作者简介：

偏置电路设计篇（4）

中图分类号： S611 文献标识码： A

一、低噪声扩大器设计理论

（一）低噪声扩大器的电路构造

低噪声扩大器通常由扩大器材、输入输出匹配网络、级间匹配网络和直流偏置电路等有些构成。低噪声扩大器的电路构造方式有平衡式和非平衡式两种。这篇文章选用有反应的非平衡式扩大器。相对于平衡式扩大器，其主要长处是构造简略紧凑、本钱更低，在取得低噪声功能的同时也可取得较高的增益，且能在较宽的频率范围内取得平整的增益特性

（二）低噪声扩大器的性能指标

微波低噪声扩大器的主要指标有：作业频带、稳定性、噪声系数、增益、驻波系数以及增益平整度等。其间噪声系数和增益对全部体系的影响较大。

1、稳定性

通常将扩大器分为肯定稳定和潜在不稳定两大类。假如负载阻抗和源阻抗能够恣意挑选，扩大器都能稳定地作业，则称为肯定稳定或无条件稳定；假如负载阻抗和能源阻抗不能随意意挑选，只有在一定范围内取值扩大器才干稳定作业，称为潜在不稳定或有条件稳定。肯定稳定的充要条件为：

2、噪声系数

噪声系数的定义是输入端信噪比与输出端信噪比的比值。信号经过放大器以后，因为放大器发生噪声，使信噪比变坏，信噪比降低的倍数即是噪声系数。在计算多级放大器的噪声功能时，主要考虑的是系统总的噪声系数。级联二端口网络噪声系数的计算公式为：

由上式可知，当最高级网络的增益足够大时，最高级网络的噪声系数F1对体系的总噪声系数Ftot起决定作用。因而，要降低放大器的噪声系数，除了要挑选噪声系数小的晶体管以外，还要将放大器的输入网络设计成最好噪声匹配状况。

3、增益

微波低噪声放大器的增益是微波晶体管的S参数、源阻抗Zs、负载阻抗ZL、二极管的直流偏置和作业频率的函数。微波放大器的功率增益有多种界说，比如：实践功率增益、变换功率增益和资用功率增益。对于实践的低噪声放大器，功率增益通常是指信源阻抗和负载阻抗都是5Ω状况下实测的增益。

4、驻波系数

低噪声放大器的输入输出驻波比表征了其输入输出回路的匹配状况。在设计低噪声放大器的匹配电路时，为了取得最小噪声，输入匹配网络设

计为挨近最好噪声匹配网络而不是最好功率匹配网络，而输出匹配网络通常是依照最大增益设计。所以，低噪声放大器的输入输出端老是存在

某种失配。假如失配超越必定极限就会导致损耗添加，电路不稳，故需要对驻波比进行优化。输入输出端口的匹配程度，决定了端口对输入输出信号的反射状况，匹配越好，信号的反射越小。

（三）低噪声放大器的设计过程

低噪声放大器的设计过程通常包含以下五个过程：

1、器材和模型挑选。

2、电路方式挑选。

3、稳定性设计。

4、直流偏置电路设计。

5、匹配电路优化设计。

二、低噪声放大器的设计与仿真

（一）器件及电路结构选择

1、器材与构造

LNA构造形式主要有单端式、负阻反射型、平衡式等三种，单端式LNA的长处是本钱低，但匹配、调试都很艰难，整机功能通常，通常用在对放大器的功能需求不高的体系中；负阻反射型LNA主要用于作业频率高，电路损耗大，单级增益低的体系中，随着技能的开展，这种构造现在用的越来越少；平衡式LNA具有杰出的匹配，易于完成单级标准化，具有杰出的匹配、噪声特性、相位特性和动态规模，端口驻波比较低，易于供给恣意级级联。缺陷是电路复杂，使明晶体管较多，本钱较高，通常用于对LNA功能需求高的体系，与GaAsMESFET比较，HEMT具有更高的电子迁移率、截止频率和更大的跨导，在低噪声使用方面具有无与伦比的优越性。依据设计目标需求，挑选Fujitsu公司的FHX04XHEMT芯片，该芯片具有0.25μm栅长，200栅宽，在12GH、VDS=2V、IDS=10mA，

单级增益可达到10.5dB，同时具有0.75dB的噪声系

数。根据指标要求，本文采用图1所示的平衡式方案，其中的3dB耦合器采用Lange耦合结构，根据增益要求，平衡结构的每一支路采用两级芯片串联。输入输出及级间用微带结构匹配，以电阻电容元件实现偏置、笔直电路。电路基板厚度为0.5mm，介电常数9.6。

图1平衡放大器的结构框图

（二）直流偏置设计

根据芯片参数，选择直流工作点为Idss=10mA，Vgs=-05mV。微带电路中偏压电路的设计原则如下：

1、反射小，即对主传输线的附加驻波要小。

2、引入噪声小，即要求在有高频能量传输的网络中，尽量使用无耗网络，特别是放大器的第一级，如果实在不能避免则必须要加滤波网络来减小附加噪声的引入。

3、附加损耗小，即要求在频带内呈现纯电阻要小，使能量尽可能的沿主线传输到负载，但能耗网络的引入可以改善系统的驻波，因此可以根据具体的设计需要进行取舍。

4、高频能量泄漏小，即要有一定的频率选择性，不能使频带内的高频能量沿馈电泄漏出去，而使放大器的增益和输出功率降低。

据此，应用高低阻抗和扇形短截线做成偏置网络，减少微波信号对直流电路的影响。

（三）偏置电路的设计

偏置电路是扩大电路的重要组成部分，挑选适宜的偏置网络也是电路设计的重要部分。直流偏置电路设计的目的是挑选适宜的静态作业点，使之能依据应用需要，表现有源器材的功能，而且维持电压、电流、温度满足动态规模的安稳作业。依据VMMK-1225管的数据手册，在Vds=1.5V，Ids=40mA的偏置条件下，Vgs=0.8633V。因而能够选用单极性无源偏置网络，在管子的漏极和栅极加偏置，源极为直流接地状况，选用常用的电阻自偏压构造为晶体管供给相应的直流电压和电流，偏置电路如图1所示。

图1LNA偏置电路

（四）稳定性设计

只有在微波管处于安稳的情况下才干进行匹配电路的计划，改进晶体管安稳性变成其重要条件，改进方法主要有以下几种：

1、负反应，能够在源极串联电阻后接地，构成负反应，使电路处于安稳状况，在实践电路中，反应元件常用微带线来构成。

2、采用铁氧体隔离器，能够起到极好的安稳效果，隔离器的衰减对噪声功能有必定的影响。

3、安稳衰减器，能够在漏极串联电阻或Π型阻性衰减器，一般接在低噪声放大器末级或末前级输出口。

4、当放大器频带外增益呈现不易消除的增益尖峰时，比如在工作频带外的低端，能够运用低端增益衰减网络。本文选择在源极串接微带负反应电路的方法改进管芯的安稳性。在源极串联短路微带线，构成

负反应，通过重复调试断定微带线参数，确保电路处于安稳状况。图2给出了改进后安稳系数的仿真成果，能够看出全部频带内安稳系数大于1，在全部频带内无条件安稳。

偏置电路是扩大电路的重要组成部分，选择适合的偏置网络也是电路计划的重要部分。直流偏置电路计划的意图是选择适合的静态工作点，使之能依据运用需要，体现有源器件的功能，并且坚持电压、电流、温度满意动态规模的安稳工作。

图2LNA的稳定系数

（五）输入输出匹配设计

1、最小噪声的输入匹配设计

依据噪声理论，低噪声放大器的噪声系数主要由最高级放大器决议，因而最高级输入端需要用最小噪声匹配。输入端匹配网络的使命，归结起来是把晶体管出现的复数阻抗变换为信源实数阻抗（即50Ω电阻性的源阻抗）。匹配电路输出端的视入阻抗应等于最好噪声源阻抗，如此使放大器取得最好噪声。本文中仿真环境的温度为16.85℃，依据上述理论，取得最高级放大器的输入匹配电路、噪声系数以及输入驻波比，如图3所示。

图3LNA的偷入匹配电路、噪声系数和偷入驻波比

2、最大增益的输出匹配设计

依据最大增益原则，输出匹配网络的意图是把晶体管输出复阻抗匹配到实数阻抗50Ω。图4为最高级放大器的输出匹配电路、增益以及输出驻波比图。

图4 LNA的偷出匹配电路、增益和偷出驻波比

综合运用上述设计方法，设计了第一级LNA，其性能参数为：在中心频率12.1GHz下，噪声系数为0.2dB，增益为16.006dB，增益平坦度小于0.5dB，输入驻波比为1.087，输出驻波比为1.178。其性能良好。

结束语：

此文章使用ADS仿真工具，设计了一个Ku波段的平衡式HEMT低噪声放大器，并对放大器的各项功能指标进行了仿真，容差剖析标明本设计满意了设计出产的需求，一起平衡和单端构造的仿真对比证实：在相同的噪声指标下，前者比后者更易满意输入输出驻波比的需求，更高的动态接收规模，以及具有较高的稳定性。别的当平衡构造一个臂的晶体管损坏时，平衡放大器仍有输出，但功率增益降低了6dB，因而可靠性比单端式放大器高，适用于对LNA功能需求高的体系。

参考文献：

1]胡荣骅.Ku波段低噪声放大器设计与仿真[J].舰船电子工程，2010，12：105-107+115.

[2]赵明国，薛严冰.Ku波段低噪声放大器的设计[J].遥测遥控，2011，02：25-28.

偏置电路设计篇（5）

1 电路容差分析方法

国家军标GJB/89-97《电路容差分析指南》中指出，容差分析是一种预测电路性能参数稳定性的方法。常用的分析方法有两种，一是以灵敏度为基础的方法，如最坏情况分析法，（Worst-Case Analysis），它是一种非概率统计方法，分析在电路组成元器件参数最坏情况下的线路性能参数偏差，它利用已知元器件参数的变化极限来预计电力性能参数变化是否超过了允许范围。在预计电路性能参数变化范围时，元器件参数的变化取上、下极限值，因此它得到的是电路性能指标最大偏差，最严格地决定了元件所能容许的误差，虽然实际生产中，这种情况出现的概率很小，是一种很保守的情况分析，但它对衡量产品质量非常有用，即通过了最坏情况分析的设计，电路可靠性最好，对航天、反应堆等风险较大设备的电路尤为适用。

第二种方法是以概率统计为基础的方法，如蒙特卡洛分析法，它是当电路组成部分的参数服从某种分布时。对其进行大量随机抽样，对电路进行仿真分析，计算电路性能参数的统计特性和偏差范围的一种统计分析方法。

不论哪种分析方法都需要建立具体电路的数学模型，不但计算复杂，工作量巨大，而且电路模型不能通用，因此限制了容差分析技术在工程实际中的应用。随着EDA（Electronic Design Automation）技术的飞速发展，出现了许多电子系统仿真软件，在这些软件上进行电路容差分析，可避免传统容差分析计算量大，参数调整缺乏灵活性等问题。在众多EDA软件中，OrCAD公司的Pspice软件因其专业性强、计算精度高、仿真结果合理等特点，使得在其基础上的电路容差分析具有更好的实用意义。

2 某装置储能放电单元电路指标分析

图1 储能放电单元电路模型

某装置中储能放电单元是其重要环节，要求具备较高的可靠性，其电路模型如图1所示，其中C为储能电容，L为放电回路总电感（包括电容器电感、传输线电感和负载电感），R是放电回路等效电阻。当该单元电路元器件参数发生偏差时，可能导致放电电流周期和幅值发生改变，从而使得某装置无法实现既定功能。因此需研究各元件参数的偏差对电路性能的影响情况，并在保证放电电流周期和幅值的满足要求的前提下合理选择元件的偏差范围降低产品成本。

在设定偏差为±10%的情况下，对放电电流幅值及周期分别进行瞬态响应仿真，仿真曲线如图2及图3所示。其中曲线1为无偏差时情况，曲线2为最坏情况曲线。

图2 无偏差和偏差为±10%时电流幅值IM仿真曲线

图3 无偏差和偏差为±10%电流周期T仿真曲线

由仿真曲线可知，结果满足要求。

为了得到更好的经济指标，放宽器件的偏差要求，可继续将表1中的偏差范围取值为±11%或更大来进行仿真研究。当偏差范围取值为±11%、±12%时，系统仍然满足指标要求，但当偏差范围取值为±13%时，电流幅值的仿真曲线为图4所示，同样曲线1为无偏差时情况，曲线2为最坏情况曲线。

图4 无偏差和偏差为±13%电流幅值IM仿真曲线

由图4可知，在偏差取值为±13%时，电流幅值几乎小于3.0kA，电路可靠性不够，因此，选择元器件参数偏差为±12%，是经济指标和可靠性指标都较好的偏差范围。

4 结论

对某储能放电电路应用Pspice进行最坏情况分析，显示该放电单元电路元器件参数偏差选为±12%的条件下，放电电流周期和幅值均能满足电路性能指标要求，为实际生产提供了理论依据，节省了设计时间，扩大了器件选型范围，降低了电路成本。

【参考文献】

石永山，王飞，刘铭.电路容差分析在设计中的应用.光电技术应用，2010，12.

偏置电路设计篇（6）

Abstract: This paper is mainly directed against the mine design calculation method of voltage deviation, voltage drop over-sized treatment measures and high voltage power supply processing measures of cognition were analyzed to clarify, and distribution point distribution, load distribution, power supply equipment parameters and power cable section selection rationalization proposals. In addition, the local site voltage may be too high problems put forward countermeasures.

Key words: power supply voltage; voltage deviation; mine power supply

中图分类号：TD214 献标识码： A 文章编号：2095-2104（2012）11-0020-02

1概 述

电压水平是衡量供配电系统设计和运行水平的重要指标，对于矿井设计而言，电压偏差的主要表现是电压降。本文主要是针对矿井设计中电压降（只对正常运行时的电压偏差进行论述，不涉及电动机启动时的压降问题的讨论）的计算和解决措施中的认识进行分析澄清，并对解决方案提出建议。另外，对局部地点电压可能过高的问题提出了对策。。

2矿井设计中电压偏差的计算方法

《供配电系统设计规范》（GB50052-2009）对电压偏差的定义为“各点的实际电压与额定电压之差ΔU称为电压偏差”，实际电压可以计算得到，额定电压指的是用电设备额定电压。为了弄清电压偏差的计算方法，需明确几个电压的确切含义。平均运行电压：这个概念主要应用在电力系统的短路、潮流等计算中，相对于用电负荷而言，发电厂、变电站均处于电源侧，为保证负荷侧的电压水平，电源侧电压应适当高一些（一般在5%左右，高的可到10%），平均运行电压即为电源侧电压的平均值。供配电设备的额定电压：该电压必须满足供配电系统最高运行电压的要求，其值应高于电力系统的平均运行电压，至少应比供电系统额定电压高10%以上。用电设备的额定电压指设备铭牌上所标电压。矿井设计常用的电压等级中，上面三种电压的具体数据见表1：

表1 常用电压数据

计算电压偏差的目的是保证各点实际电压值（不是电压降）与用电设备（而不是配电设备）的额定电压偏差在规定范围内，计算电压偏差应采用用电设备的额定电压，即电压偏差为母线电压值减去线路压降与用电设备额定电压的比值。矿井设计中不能以线路压降代替电压偏差，因降压变电站低压侧母线的运行电压通常高于设备额定电压5%左右甚至更高，以线路压降代替电压偏差意味着忽略了这部分电压升高量，使得计算电压偏差偏大，会导致不必要的投资增加。下面举一实例：

供电系统如下图所示，35kV变电站10kV母线正常运行电压为10.5kV，经计算由35kV变电站至某变电站线路上的压降为7%，变电站10kV母线电压偏差计算如下（忽略该母线至电动机电缆的压降）；

变电站10kV母线电压实际值=10.5－7%×10=9.8 kV，电压偏差相对值=（9.8-10）÷10×100% = -2% ，其值小于5%的规定标准，该处的电压偏差是满足用电设备要求的。变电站0.38kV母线电压实际值=9.8×（0.4/10）=0.392 kV （高于设备额定电压380V），其电压偏差相对值=（0.392-0.38）÷10×100% = +2% 。计算表明，在充分考虑降压变电站母线实际运行电压和低压变压器的变比后，线路压降过大并不一定意味着用电设备处的压降不能满足要求。在不考虑直接接于该变电站10kV母线上的负荷（取消电动机D），线路压降最大值计算如下；

0.38kV母线允许的最低电压=0.38×（1－5%）=0.361kV，10kV母线允许的最低电压=0.361×（10/0.4）=9.025kV，线路允许的压降=10.5-9.025=1.475 kV，线路允许的压降相对值=1.475÷10×100%=14.75%，计算说明在充分考虑降压变电站母线实际运行电压和低压变压器的变比后，10kV线路压降达到14.5%时仍满足低压母线的电压偏差要求。但设计时考虑到电压波动等问题，应留有一定的富裕量。

3电压压降偏大的处理措施

解决供配电系统中压降偏大的措施主要有以下几条：

1） 合理配置配电点布局，合理分配负荷、高电压用电设备尽量靠近负荷中心、尽量避免出现低电压供长距离大负荷的情况，必要时，应对供配电网络进行技术经济比较。

2） 正确选择变压器变比或变压器分接头位置，提高供电电压质量，以低压变压器为例，变比有10/0.4 kV、10.5/0.4 kV、11/0.4 kV等，分接头有±5%、±2×2.5%等。

3） 提高供电电网功率因数，目前的无功补偿装置可以将功率因数提高到0.95以上，在提高电压质量的同时可以有效减少损耗。

4） 降低系统阻抗，设计时尽量避免采用加大电缆截面来减少压降，因电缆截面的加大对减少压降效果有限，同时会产生浪费资金并带来安装、敷设、维护过程中复杂性。，

在上述几项措施中，综合采用前三项措施，压降偏大的问题是可以得到解决。

4供电电压偏高的处理措施

由于大型矿井井田范围大，从地面变电站至综采面设备的供电距离较长，为保证综采面设备末端压降满足要求，可能会适当提高降压变电站10kV母线的运行电压，靠近降压变电站的电气设备可能会出现电压过高的情况。例如；某变电所距35kV站很近，线路压降只有0.5%，为了保证井下综采面用电设备的电压，要求35kV变电站运行电压不低于10.5kV，若该变电站低压变压器变比为10/0.4kV，其电压偏差相对值=（0.418-0.38）÷10×100% = +10% ，已超过了电气设备允许的电压波动值（5%），电气设备存在过电压危险。此时可选择变比为10.5/0.4 kV的变压器，更换变压器后，该变电站0.38kV母线电压为10.45×（0.4/10.5）=0.398 kV，电压偏差相对值=（0.398-0.38）÷10×100% = +4.76%，符合要求。

5结 语

矿井供配电系统的电压问题是一个综合性比较大的问题，涉及到降压变电站10kV母线运行电压、各下级变电站负荷、无功功率、变压器选型等，在矿井初步设计阶段应进行分析计算确定，为此提出如下建议：

1） 供电专业：降压变电站10kV母线运行电压是矿井供配电系统电压计算的基础，供电专业应提出降压变电站10kV母线运行电压。根据业主提供或采取查阅变电站运行记录、观察相关表计等方法（也可采用表1中的平均运行电压）获得电源变电站运行电压后，供电专业考虑主变变比、负荷和无功补偿等情况计算出降压变电站10kV母线运行电压。

2） 动力专业：以供电专业提出的降压变电站10kV母线运行电压为基础，根据负荷及线路情况计算下级变电站各级母线电压，以确定低压变压器变比、无功补偿功率等，若采取措施后仍不能满足要求，可向供电专业提出要求，通过调整主变分接头位置等方法改变降压变电站10kV母线运行电压，以满足各点的电压要求。

3） 为满足全矿供配电系统的电压要求，建议采用电力系统潮流计算软件进行计算，提高计算速度和计算精度。

4） 适当考虑电压波动的影响，条件具备时，应对最大、最小负荷情况下的电压分别计算，保证电压波动时各点电压在允许内。另外，矿井设计中距离较远的综采面上设备供电时会出现压降偏大情况，其主要原因是距离长、负荷大、功率因数低（0.7～0.8），可考虑采用井下隔爆型高压无功补偿装置进行功率因数补偿提供供电质量。

参考文献：

偏置电路设计篇（7）

Abstract: high voltage overhead transmission lines tower of grounding resistance on the high side of the problem was discussed and analyzed, and the solutions.

Keywords: transmission line engineering; Tower grounding; Grounding resistance; Electric power system; The resistance reduction; anticorrosive

中图分类号：TM715 文献标识码：A 文章编号：

前言

高压架空输电线路杆塔接地对电力系统的安全稳定运行至关重要。迄今为止，国内外高压和超高压输电线路事故跳闸统计数字表明，由雷电引起者占30～50%。如：昆明地区线路跳闸事故35kV雷击跳闸占48%，110kV雷击跳闸占42%，220kV雷击跳闸占30%。美国500kV系统雷击跳闸占30%，161kV系统雷击跳闸占72%。我省500kV漫昆线雷击跳闸也占事故跳闸的大多数。而降低杆塔接地电阻是提高线路耐雷水平、减少线路雷击跳闸率的主要措施。由于杆塔接地不良而发生的雷害事故所占线路故障率的比例相当高，这主要是由于雷击杆顶或避雷线时，雷电流通过杆塔接地装置入地，因接地电阻偏高，从而产生了较高的反击电压所致。这一点从以往的高压输电线路运行事故调查中可以得到证实，即易发生雷击故障的杆塔，大都接地电阻偏高。因此，高压架空输电线路的接地对电力系统的安全稳定运行至关重要，是电网供电可靠的一个重要课题。

这里对输电线路杆塔接地装置的设计及接地电阻偏高的原因进行了探讨和研究，并提出了降低输电线路杆塔接地电阻的措施。

2输电线路杆塔接地电阻偏高的原因分析

输电线路的雷击跳闸率与输电线路杆塔接地电阻密切相关。输电线路杆塔接地电阻偏高的地段，往往是地形复杂、交通不便，土壤电阻率较高的地段。这些地方往往也是雷电活动强烈的地区。因而，研究杆塔接地电阻偏高的原因并采取有效的降阻措施是摆在我们面前亟待解决又非常艰难的任务。输电线路和杆塔接地电阻偏高的原因是多方面的，仔细归纳起来有以下几个方面的原因。

2.1客观条件方面的原因

a．土壤电阻率偏高。特别是山区，由于土壤电阻率偏高，对杆塔的接地电阻影响较大。据调查，接地电阻超标的杆塔所处地段的土壤电阻率大都在2500Ω.m 以上，有的地段甚至高达8000Ω.m～10000Ω.m。

b．地形复杂、地质条件差，土层薄或根本没有土层。山区杆塔所在地段为岩石，如保山市腾冲县石头山至隆阳区王家山110kV输电线路工程中石头山一段的一些杆塔，所处地段基本上都是岩石（玄武岩），这就给接地装置的施工带来了极大的困难。

c．土壤干燥。在北方干旱地区、沙漠、戈壁滩，土层相当干燥，而大地导电基本上是靠离子导电，而可以离解的各类无机盐类只有在有水的情况下才能离解为导电的离子，干燥的土壤导电能力是非常差的，这是北方干旱地区、沙漠、戈壁滩杆塔接地电阻偏高的原因。

2.2勘察设计方面的原因

在山区复杂地形的地段，由于土壤不均匀，土壤电阻率变化较大，这就需要对每基杆塔进行认真的勘察、测量。根据每基杆塔的地形、地势、地质情况，设计出切合实际的接地装置。因此，勘察设计人员的劳动强度是相当大的，于是一些勘察设计人员在设计杆塔接地装置时就容易出现如下问题：

a．不是到每基杆塔所在位置测量土壤电阻率及其分布，而是想当然地取一个平均值，这样，土壤电阻率的取值就与各基塔位现场实际出入较大。

b．不根据每基杆塔的地形、地势情况合理设计杆塔接地装置并计算其接地电阻，而是套用一些典型设计或现成的图纸。这样的设计往往与现场情况不符。现场很难按图施工。这样从设计上就留下了先天性的不足，造成一部分杆塔的接地电阻偏高。

2. 3施工方面的问题

对于输电线路杆塔的接地来说，精心设计虽然重要，但严格施工更重要。因为输电线路要经过地区很广，往往需要经过地形复杂、交通不便的山川、河流。特别是位于玄武岩区的杆塔，水平接地沟槽的开挖和垂直接地极的打入都十分困难，而接地工程又属于隐蔽工程，如施工过程中不能实行全过程的技术监督，就会出现如下一些问题：

a．不按图施工。尤其是在施工困难的山区、岩石地区，偷工减料不按图施工的现象屡有发生，如水平接地体敷设长度不够，少打垂直接地极等。

b．接地体埋深不够。特别是山区、岩石地区，由于开挖困难，接地体的埋深往往不够，由于埋深不够会直接影响接地电阻值。再者，上层土壤容易干燥，受气候的影响也大，在北方冬季还会受冻土层的影响。另外由于上层土壤中含氧量高，对接地体的腐蚀也就较快。

c．回填土的问题。在GB 30169-92《电气装置安装工程接地装置施工及验收规范》中要求用细土回填，并分层夯实，可在实际施工时往往很难做到，尤其是在岩石地段施工时，由于取土不便，往往采用开挖出的碎石回填，这样接地体就不能与周围土壤保持可靠的电接触，同时还会加快接地体的腐蚀速度。

d，采用化学降阻剂或木碳食盐降阻。采用化学降阻剂或木碳食盐降阻，会在短期内收到降阻效果，但这是不稳定的。因为化学降阻剂和食盐会随雨水而流失，并加速接地体的腐蚀，在以后的时间内接地电阻迅速反弹，并缩短接地装置的使用寿命，这已被大量的工程实践所证明。

2.4运行维护方面的问题

有些杆塔的接地装置在建成初期是合格的，但经一定的运行周期后，杆塔接地电阻会变大，这除了前面介绍的由于施工时留下的隐患外，以下一些问题值得我们注意。

a．由于接地体的腐蚀，使接地体与周围土壤的接触电阻变大，特别是在山区酸性土壤中，接地体的腐蚀速度是相当快的，如焊接头处因腐蚀断裂会造成一部分接地体脱离接地装置。

b．在山坡地带，因水土流失而使一些接地体离开土壤外露。

c．杆塔接地引下线与接地装置的连接螺丝因锈蚀而使回路电阻变大或形成电气上的开路。

d．杆塔接地引下线接地极被盗或受外力破坏。这些现象在过去也时有发生。

3输电线路杆塔接地的一般要求

3.1关于杆塔的接地电阻，在GB_50545-2010《110kV～750kV架空输电线路设计规范》中做了如下规定：

有地线的杆塔应接地，在雷季干燥时，每基杆塔不连地线的工频接地电阻不宜超过表1所规定数值。

表1有避雷线的线路杆塔的工频接地电阻

土壤电阻率(Ω.m ) ≤100 100～ 150 500～ 1 000 1 000～ 2 000 > 2 000

工频接地电阻(Ω ) 10 15 20 25 30

注：如土壤电阻率超过2 000Ω.m，接地电阻很难降低到30Ω以下时，可采用6～ 8 根总长不超过500m 的放射形接地体或采用连续伸长接地体，接地电阻不受限制。

在《110kV～750kV架空输电线路设计规范》GB_50545-2010中对杆塔接地电阻的要求是随着杆塔所在位置的土壤电阻率的升高而放宽的。这是考虑到投资与电网安全的综合关系。在雷电活动强烈的地方和经常发生雷击故障的杆塔和线段，应尽可能地降低杆塔接地电阻。

3.2 对杆塔接地装置的形式，在DL/TG21-1997《交流电气装置的接地》中作了一些具体的规定。表2别对放射形接地极的长度进行了限制。这主要考虑到线路杆塔接地是以防雷为主要目的，来降低冲击接地电阻的特征。

表2杆塔放射形接地极每根的最大长度

土壤电阻率(Ω.m) ≤500 ≤1000 ≤2000 ≤5000

最大长度(m) 40 60 80 100

3.3 在GB 30169-92《电气装置安装工程接地装置施工及验收规范》中还对接地装置的施工、验收提出了具体的要求。这些规定既考虑了线路的安全运行，特别是防止雷害事故的需要，又考虑了现场实际情况综合给出的，对杆塔接地装置的形状、形式、放射长度、连接、埋深都做了具体的规定和要求，是指导我们进行杆塔接地设计和施工的依据。

4降低输电线路杆塔接地电阻的措施

要解决输电线路杆塔接地电阻偏高的问题，首先要对接地电阻偏高的原因进行认真的分析，到现场进行认真的勘察测量，进行严格的计算设计，制定出切合实际的降阻措施，一般来说要做好以下工作：

(1) 勘察测量，要对每基杆塔所在位置的地形、地势、地质情况进行准确勘察，测量杆塔四周的土壤电阻率及其分布情况，找出可以利用的地质结构。

(2) 调查线路经过地段的雷电活动情况和活动规律，决定所采取的防雷措施及其对杆塔接地电阻的要求。

(3) 调查线路杆塔经过地段土壤对钢接地体的年腐蚀和土壤的酸碱度。

(4) 计算电网最大运行方式下的接地短路电流，以及线路的使用寿命，校核接地装置的热稳定。

(5) 根据以上4 项内容进行计算，制定出切合实际的设计，并制定出切合实际的降阻措施和施工方案。

降低杆塔接地电阻的措施主要有：

①水平外延接地。如杆塔所在的地方有水平放设的地方。因为水平放设施工费用低，不但可以降低工频接地电阻，还可以有效地降低冲击接地电阻。

②深埋式接地极。如地下较深处的土壤电阻率较低，可用竖井式或深埋式接地极。在选择埋设地点时应注意以下几点：

a．选在地下水位较丰富及地下水位较高的地方。

b．杆塔附近如有金属矿体，可将接地体插入矿体上，利用矿体来延长或扩大接地体的几何尺寸。

c．利用山岩的裂缝，插入接地极并灌入降阻剂。

d．铺设水下接地装置，如杆塔附近有水源，可以考虑利用这些水源在水底或岸边布置接地极，可以收到很好的效果。

(6) 精心施工。设计图纸和施工方案制定出后，就要到现场精心地组织施工。对水平接地体，垂直接地体的布置严格按设计要求布置，对各焊接头的质量，降阻剂的使用，回填土每一个环节严格把关，对接地引下线的各连接头要做防腐处理，对接地引下线直到与水平接地体连接处要刷沥清漆和防腐漆进行防腐处理。对整个施工过程实行全过程的质量监督。

(7) 加强运行维护。要针对杆塔接地装置运行中容易发生的问题，加强运行维护和巡视检查，及时进行缺陷处理。定期进行接地电阻和回路电阻测量，以保证输电线路杆塔的接地一直处于良好的状态。

5结束语

输电线路杆塔的接地工程是一个系统工程。要从勘察设计入手，对施工过程进行严格把关，还要落实到运行维护上。对接地电阻的降阻措施，要根据现场实际，做认真的技术经济分析，从而找出切实可行的降阻措施，输电线路杆塔的接地降阻处理的主要目的是防雷，所以应以降低冲击接地电阻为主，那么所有的降阻措施都应围绕这个目的进行，不宜采用特长的外延接地和较深的深井接地。但可以结合现场地形用放射形接地，深埋接地体和采用适当的降阻剂的方法进行降阻。对具体的工程要做具体的技术经济分析，做出切合实际的设计，并进行精心的施工。加强运行维护，才能收到理想的防雷效果。不应片面追求某一个指标，应该以保证电网安全稳定运行为准则。

参考文献：

[1] 杨兰，汤放奇，李景禄，送电线路杆塔接地降阻措施。中国高等学校电力系统及其自动化专业第20届学术年会。2004(20)。

[2]GB_50545-2010，110kV～750kV架空输电线路设计规范。

偏置电路设计篇（8）

中图分类号：TM935.3 文献标识码：A 文章编号：1007-9599 （2013） 02-0000-02

1 程控增益放大器偏置电路

程控增放大器AD8370需要在同相输入端提供稳定的1.5V的直流偏置，因为反相输入端的零输入电压为1.5V。所以该电压的稳定且准确是AD8370零输入无漂移的重要条件。为此对偏置电路的稳定性和抗干扰性有较高的要求，电路设计如图1所示。

电路中输入电压Vref=1.25V为DAC的基准电压，由运放U1构成的同相放大器将电压放大到1.5V。互补对管Q1和Q2构成单电源供电的乙类功率放大器，提高输出电压的驱动电流，所以电容C2要选择大容量的电解电容。电路整体为负反馈形式，进一步提高了输入电压的稳定性，保证了程控增益放大器输入端的稳定。

2 外触发输出信号偏置电路

触发信号的零点必须与高速ADC的共模电压相同，这是保证触发信号与被测信号在显示器上零点相同的重要前提。CH1和CH2的触发信号来自差分放大器输出端，差分放大器的共模电压就是和高速ADC连接在一起的。所以还需要将外触发信号的零点进行处理才能送入触发源选择电路，电路如图2所示。

外触发输出信号偏置电路如图2所示，输入电压Vocm为高速ADC共模输出电压，整体电路为跟随器，输出端采用乙类功放提高驱动电流的同时增加了电压的稳定度。输出电压Vo直接送至外触发电路的阻抗匹配运放的反相端，保证了外触发信号零位电平与ADC共模电压VOCM保持一致。

3 交流触发偏置电路

触发耦合电路中可以选择为交流耦合，就会将触发信号中的直流偏置电压滤掉，为了将直流偏置电压保持到后级触发电路，以保证高速比较器能够正确得到触发脉冲。在触发耦合的交流通道两侧需要提供高速ADC的共模电压VOCM作为直流偏置，具体电路如图3所示。

如图3所示，触发耦合交流通道的偏置电路的电压增益为1倍，实现了电压跟随，输出端采用甲类功放，稳定直流输出VO并且提高了电流驱动能力。

参考文献：

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偏置电路设计篇（9）

1光电检测电路的基本构成

光电探测器所接收到的信号一般都非常微弱，而且光探测器输出的信号往往被深埋在噪声之中，因此，要对这样的微弱信号进行处理，一般都要先进行预处理，以将大部分噪声滤除掉，并将微弱信号放大到后续处理器所要求的电压幅度。这样，就需要通过前置放大电路、滤波电路和主放大电路来输出幅度合适、并已滤除掉大部分噪声的待检测信号。其光电检测模块的组成框图如图1所示。

2光电二极管的工作模式与等效模型

2．1光电二极管的工作模式

光电二极管一般有两种模式工作：零偏置工作和反偏置工作，图2所示是光电二极管的两种模式的偏置电路。图中，在光伏模式时，光电二极管可非常精确的线性工作；而在光导模式时，光电二极管可实现较高的切换速度，但要牺牲一定的线性。事实上，在反偏置条件下，即使无光照，仍有一个很小的电流(叫做暗电流或无照电流1。而在零偏置时则没有暗电流，这时二极管的噪声基本上是分路电阻的热噪声；在反偏置时，由于导电产生的散粒噪声成为附加的噪声源。因此，在设计光电二极管电路的过程中，通常是针对光伏或光导两种模式之一进行最优化设计，而不是对两种模式都进行最优化设计［4］。

一般来说，在光电精密测量中，被测信号都比较微弱，因此，暗电流的影响一般都非常明显。本设计由于所讨论的待检测信号也是十分微弱的信号，所以，尽量避免噪声干扰是首要任务，所以，设计时采用光伏模式。

2．2光电二极管的等效电路模型

工作于光伏方式下的光电二极管的工作模型如图3所示，它包含一个被辐射光激发的电流源、一个理想的二极管、结电容和寄生串联及并联电阻。图中，IL为二极管的漏电流；ISC为二极管的电流；RPD为寄生电阻；CPD为光电二极管的寄生电容；ePD为噪声源；Rs为串联电阻。

由于工作于该光伏方式下的光电二极管上没有压降，故为零偏置。在这种方式中，影响电路性能的关键寄生元件为CPD和RPD，它们将影响光检测电路的频率稳定性和噪声性能。CPD是由光电二极管的P型和N型材料间的耗尽层宽度产生的。耗尽层越窄，结电容的值越大。相反，较宽的耗尽层(如PIN光电二极管)会表现出较宽的频谱响应。硅二极管结电容的数值范围大约在20或25pF到几千pF以上。而光电二极管的寄生电阻RPD(也称作"分流"电阻或"暗"电阻)，则与光电二极管的偏置有关。

与光伏电压方式相反，光导方式中的光电二极管则有一个反向偏置电压加至光传感元件的两端。当此电压加至光检测器件时，耗尽层的宽度会增加，从而大幅度地减小寄生电容CPD的值。寄生电容值的减小有利于高速工作，然而，线性度和失调误差尚未最优化。这个问题的折衷设计将增加二极管的漏电流IL和线性误差。

3电路设计

3．1主放大器设计

众多需要检浏的微弱光信号通常都是通过各种传感器来进行非电量的转换，从而使检测对象转变为电量(电流或电压)。由于所测对象本身为微弱量，同时受各种不同传感器灵敏度的限制，因而所得到的电量自然是小信号，一般不能直接用于采样处理。本设计中的光电二极管前置放大电路主要起到电流转电压的作用，但后续电路一般为A／D转换电路，所需电压幅值一般为2V。然而，即使是这样，而输出的电压信号一般还需要继续放大几百倍，因此还需应用主放大电路。其典型放大电路如图4所示。

该主放大器的放大倍数为A=l＋R2/R3，其中R2为反馈电阻。为了后续电路的正常工作，设计时需要设定合理的R2和R1值，以便得到所需幅值的输出电压。即有

3．2滤波器设计

为使电路设计简洁并具有良好的信噪比,设计时还需要用带通滤波器对信号进行处理。为保证测量的精确性，本设计在前置放大电路之后加人二阶带通滤波电路，以除去有用信号频带以外的噪声，包括环境噪声及由前置放大器引人的噪声。这里采用的有源带通滤波器可选通某一频段内的信号，而抑制该频段以外的信号。该滤波器的幅频特性如图5所示。图5中，f1、f2分别为上下限截止频率，f0为中心频率，其频带宽度为：

B=f2-f1=f0/Q

式中，Q为品质因数，Q值越大，则随着频率的变化，增益衰减越快。这是因为中心频率一定时，Q值越大，所通过的频带越窄，滤波器的选择性好。

有源滤波器是一种含有半导体三极管、集成运算放大器等有源器件的滤波电路。这种滤波器相对于无源滤波器的特点是体积小、重量轻、价格低、结构牢固、可以集成。由于运算放大器具有输人阻抗高、输出阻抗低、高的开环增益和良好的稳定性，且构成简单而且性能优良。本设计选用了去处放大器来进行设计。

本设计选用了去处放大器来进行设计。

图6所示的二阶带通滤波器是一种二阶压控电压源(VCVS)带通滤波器，其滤波电路采用有源滤波器完成，并由二阶压控电压源(VCVS)低通滤波器和二阶压控电压源高通滤波器串接组成带通滤波器。

对于第一部分，即低通滤波器，系统要求的低通截止频率为fc，其传递函数为：

第二部分为高通滤波器，系统要求的高通截止频率为fc，其传递函数如下：

4完整的检测电路设计

偏置电路设计篇（10）

1 LNA的设计

1．1 LNA结构选择

通常，在LNA的设计中主要考虑低噪声系数(NF)、足够的增益(G)和绝对的稳定性。对于本文TMA放大器中LNA设计的实际技术规范要求如表1所示。同时要求所使用的LNA结构满足良好的输入输出匹配，保证LNA的稳定性，兼顾到功分／合路网络的低损耗、几何尺寸小，工作带宽内良好的相位和幅度匹配，足够的工作带宽(涵盖在1．95GHz左右)，符合CDMA标准上行频率。据此选择了以平衡结构为特征的LNA结构(如图2)。这种平衡结构的重要特性是：它较单阶放大器的截点高出一倍，并以标准50Ω实现输入输出匹配，在某一路硬件失效时电路的冗余设计可保证系统的正常运行。但通常增益减少6dB。

表1 LNA主要技术规范列表

参 数量 值工作频率1.92GHz～1.98GHz增益14.5dB～15.5dB噪声系数<1.0dBOIP3>36dBmP1dB21dBm带内增益波动±0.5dB输入回汉损耗>15.5dB输出回波损耗>15.5dB偏置电流<140mA为使图2中的LNA模块噪声系数、截点和增益达到表1中的各项指标，设计漏极电流Id=60mA。同时，要求单个放大元件在此偏置点的工作性能达到优于表1的规范值。由于E-pHEMT元件ATF-54143在电流Id=60mA下，具有最佳的截点(IP3)和最小噪声系数Fmin漏源极电压Vds为3V时，具有稍高的增益；偏置是+5V稳定电压，所需单极性+3V电压更具有优势，因此选择其作为放大元件。

1．2 偏置及匹配网络的设计和源端接地电感处理

1．2．1 偏置及匹配网络的设计

ATF-54143的偏置网络是根据元件的静态工作点和输入输出匹配网络设计得出。输入匹配网络则由元件的最佳噪声反射系数Topt为主来决定，以求得噪声系数NF降到最小；输出匹配则要求共轭匹配，以求得最大功率输出，保证有足够的增益，两者都在Smith图上实现输入输出至50Ω的匹配。首先，元件的偏置以电阻R1和R2(见图3)组成的分压器实现，分压器的电压取自漏极电压，并为电路提供电压负反馈，以维持漏极电流的恒定，R3为漏栅极的限压电阻。R1，R2，R3的计算值见式(1)。

R1=Vgs/IBB

R2=[(Vds-Vgs)×R1]/Vgs (1)

R3=(VDD-Vds)/(Ids+IBB)

图3 放大器单阶原理图

式(1)中，Ids是所需漏极电流，IBB是流经R1和R2所组成的电压分配网络的电流，当IBB至少10倍于最大栅极漏电流时，其值可达到2mA,同时由VDD=5V，Vds=3V，Id=60mA，Vgs=0．56V，得至R1=270DΩ，R2=1150Ω，R3=30．8Ω。

电阻R4为低频阻性终端，使得电路工作在低频时能够提高其稳定性。电容C3则为R4提供了一个低频旁路通路，另外加入R5主要是给栅极加上一个限流功能(R5大约为10kΩ左右)，当元件工作在P1dB或Psat点附近时，这种限流作用就尤为重要。

因规范要求NF最大值只有1dB，为实现放大器的最佳噪声匹配，网络采用高通阻抗匹配。放大电路原理图如图3所示，它的输入匹配网络由一个串联的电容C1和两个并联的电感L1和L2组成。因电路损耗将直接与噪声系数相关，这样L1和L2的高Q值则变得非常重要。短路电感L1能够在低频端提供增益衰减，同时又与C1一起作为输入匹配阻抗的一部分，C1同时要作为直流隔断电容。L2还要为pHEMT做偏置电感，在栅极加入电压偏置，它要求有一个好的旁路电容C2。这个网络是对于低噪声系数、输入回波损耗和增益都加以兼顾考虑的方案，电容C2、C4保证带内的稳定性，低频端电阻R3、R4作为阻性终端以保证低频时系统的稳定性。输出高通匹配网络由C4和L3组成，分路电感L3的作用与L2相同，作为pHEMT管偏置载入电感，在漏极偏置。

1．2．2 源端接地电感处理

提高LNA的性能常通过控制源端电感L L1和L L2的大小实现，其量值一般只有十分之几纳亨。L L1和L L2实际上只是非常短的传输线，它们位于每个源端与地之间，作为电路的串联负反馈，其反馈量对于带内带外的电路增益、平稳性和输入输出回波损耗有着巨大的作用，在实际电路源端电感要做适量的调节。放大器PCB板的设计考虑到源端的电感量是变化的。当每个源端与微带相连时，沿着微带线的任何一点都可以连接到地端，要得到最低的电感值，只需在距元件源端最近的点上将源端焊盘与地端相连，并只有非常短的一段蚀刻。放大器的每一段源端蚀刻与相应的地端相连的长度大约有0．05英寸(是从源端边缘与其最近的第一个地过孔边缘间测得)，剩余并末使用的源端蚀刻可切断除去。通常，过大的源极电感量值所带来的边缘效应表现为超高频端的增益值出现峰化及整体的合成振荡。为避免这种情况，在初始LNA的设计原型阶段，尽量准确地确定源端电感的量值，并且仿真中也要调节源端电感量的大小，找出最优值优化LNA性能。

1．3 线性和非线性仿真分析

放大电路原理图如图3所示。模拟分析要以每个元件的模型来载人仿真软件ads。ATF-54143的模块化文件是一个双端口s参数且为Touchstone格式的文件，ads模拟软件中sparams_wNoise模板可以实现模拟控制。在系统稳定性前提下，当电路元件载入到模拟电路中时，电路越详尽则模拟结果就越精确，越精确的模拟结果为实际的放大器电路的布局提供更为精确的数据。传输线模型的实现可以用元件库中得到的各种微带线实现，并且片电容和片电阻的关联电感也都载人到模拟电路中，这时全部微带部分都可设置为厚度为0.31英寸、型号为FR-4的材料板上。

混合耦合器2A1306-3的模型是基于四端口的Touchstone线性s参数文件。它与微带线部分、电路平衡放大器的输入输出部分及负载阻抗构建起放大器的完整模块结构。运行模拟软件，就要给出系统的仿真结果宜，以表明所需结构的性能。模拟得到的NF、增益(G)、输入输出回波损耗结果如图4、图5、图6所示。这些图表示了LNA在工作频率范围的性能。

对于非线性模拟，常以谐波平衡模拟(HB)来实现。非线性模拟方法HB计算速度快，能够处理分布元件和分立元件的电路，并很容易与更高阶谐波及互调元件相容。ATF-54143管的PldB和OIP3模拟非线性模型是基于W．R．Curtice模型，这个模型可以非常近似地模拟直流和小信号工作状态(包括噪声)，对于截点的模拟则做出模拟预测结果比实际值要偏低。P1dB和OIP3的值如麦2所示：当平衡LINA放大器的OIP3模拟结果为32．1dBm时，P1dB则为20．8dBm，P1d

B的模拟结果与实乐的测量结果很接近，而OIP3的模拟结果则偏低，实际均测量结果达到37dBm。

表2 P1dB和输出三阶截点非线性模拟值E-Phemt偏置情况P1dB三阶截点3V，40mA18dBm30dBm3V,60mA20.8dBm32.1dBm3V,80mA20.5dBm32.4dBm1．4 LNA的稳定性分析

除了能够得出增益、NF、P1dB和输入输出回波等重要参数外，软件模拟还能够得出关于电路设计稳定性的信息。它是电路能否正常工作的重要前提。模拟软件计算Rollet稳定性因子K和作稳定性圆是两种很容易做到的方法，它们可以明确地表示出稳定性的数据。图7示出的Rollett稳定因子K的模拟值．(K>1)表明：在1．9~2；．0GHz工作带宽范围，电路能够实现无条件稳定。

1．5 实际设计的PCB电路

根据上述的设计及仿真结果，依照图3所示的放大电路原理图，可以进行最后的实际布局。要使电路工作在1．92GHz~1．98GHz频率范围内满足规范值，PCB板的布局设计应可以变化调节，即可加入或减掉某些元件，使输入输出阻抗匹配网络可以调节匹配达到最佳，优化电路性能。考虑到实际应用的广泛性(同时也考虑设计中的其他因素的影响)，PCB板的蚀刻选择在0．031英寸厚的FR-4材料上(正常条件下其Er值是5．6)，LNA的射频布局主要准则是电路必须保证平衡的结构，且放大器的每条支路的路径长度必须相等。如果长度不相同，结果则会影响信号的相位求和，并且输出功率和IP3都要比预期值要低。为做到这点，下路的ATF-54143逆时针旋转了90°，这样很容易把上下RF微带通路复制出来，从而做到两路完全相同、实现平衡。

2 实际测量结果

得到了完整的电路PCB板后，就要实际测量电路的各个参数，验证设计的仿真结果是否与之相符，是否最终符合表1的设计技术规范。本文所采用的测试仪器是HP8753ES网络分析仪和HP8970B噪声仪。图8、图9表达出放大器实测的NF和增益曲线，在带宽为0．1GHz的频率范围内NF的值在0．8dB和1．0dB之间，增益在1．97CHz达到最大值15．5dB，在1．99GHz达到了15．3dB。由于NF是在实际PCB板外腔体内测得的，包含了同轴连接器的损牦和二级噪声损耗，其测量指标表明实际的电路NF特性要稍差于模拟特性。图10是输入、输出的回波曲线。当频点在1．96GHz时，输入回波为18dB，输出回波达到22．5dB，放大器的OIP3在直流偏置Vds=3V,Id=60mA时测得值为37dBm，P1dB为21．4dBm。电路在较低的偏置状态下Vds=3V，Id=40mA放大器的NF和增益都没有降低，只有OIP3测出下降为36．5dBm。

偏置电路设计篇（11）

引言

低噪声放大器是射频接收前端的主要部分。它位于接收机的最前端，这就要求它的噪声系数越小越好，为了抑制后面各级噪声对系统的影响，要求它有一定的增益。由于噪声指标和增益指标此消彼长，设计时需要根据具体用途来选择合适的指标。本文用安捷伦科技有限公司的ADS仿真软件给出一种设计方法，可以使噪声和增益指标最佳化。

1.设计指标

2. 管芯及材料的选择

本文设计的低噪声放大器工作在：2.4GHz-2.48GHz频段，由于频段较高，本设计中介质基板选择高端PCB厂商Arlon公司的DiClad527介质板材，介电常数为2.55，厚度为1.016mm，铜皮厚度0.1mm，损耗因子0.0022。根据本设计中低噪声放大器的预期指标，在满足一定增益的同时还要有较低的噪声系数，管芯选择安捷伦公司的型号为ATF-34143的增强模式PHEMT（Pseudomorphic High Electron Mobility Transistor）其性能参数和封装形式如图1 ：

3. 电路稳定性设计

电路设计前要确保电路的绝对稳定，这里的稳定不单指在工作频段能稳定，更重要的是在全频段内稳定。在ADS中：K=stab_fact（S）， stab_fact（S）函数返回Rollett稳定因子。K>1 时电路绝对稳定。用ADS在1GHz-10GHz扫描，图5.6为ATF-34143在1GHz-10GHz内的稳定性图，由图可以看出1GHz-5GHz，管芯的K<1，电路不稳定，容易自激。需额外加入稳定电路。稳定电路如图5.7。对该电路的电阻，电容和电感进行调谐，使电路在整个频带内绝对稳定（K>1）。图5.8给出稳定电路的仿真结果。可以看到稳定电路在0GHz-18GHz内绝对稳定。

4. 偏置网络设计

偏置网络的设计是影响低噪声放大器性能的一个重要因素，很多电路最后设计的性能不良往往归结于直流偏置网络设计的不当。参考ATF-34143的相关资料，选定直流工作状态： ，在该工作状态下，管子的噪声最小，而增益较高。首先选用ph模型设置偏置电路，采用自偏压电路，设计电路图：图中优化电阻R1、R2、R3设定2个优化目标，名称分别为：VC和IC.IDS.i。

5 .输入输出端口的匹配网络设计

用，时的S参数模型替换直流仿真时的ph模型。对于LNA，如果输入口有一定的失配，反而可以调整器件内部各种噪声之间的相位关系，从而降低噪声系数。为了获得最小的噪声系数，有个最佳值，此时LNA达到最小噪声系数，即达到最佳噪声匹配状态。其中是最佳信源反射系数，当匹配状态偏离最佳时，LNA的噪声系数将增大。可以从器件的Datasheet文件中获得。为最小噪声的最优匹配系数。这个系数可以进行输入匹配电路的设计，该系数可以利用软件仿真获得。经仿真得 = 0.564/-87.2。输入反射系数S[1，1]设置为的共轭，用来进行50Ω匹配。调谐得到C1=8.2pF，L=27nH。根据噪声最小原则设计输入匹配电路。

6. 低噪声放大器的整体优化

以上完成了管芯选择、稳定性设计、输入输出端的电路匹配，此时需要进一步优化，设定优化目标，得最终电路原理图。低噪声放大器在0GHz-4GHz频带内绝对稳定。和均小于-15 dB，增益>14dB，噪声系数NF<0.7dB。增益平坦度≤±1dB，完全满足设计指标的要求。

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